开户送18元体验金网址|结合Boost拓扑结构

 新闻资讯     |      2019-11-11 21:30
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  另外,当脚3达到1V时就会出现限流现象,电容器的容许纹波电流要大于电路中的纹波电流。使误差放大器输出为斜坡状,将在Rs的感应电压上增加斜坡的斜率,根据输出电压可确定取样电阻R1、R2的取值。本电路可选用6A/50V以上的快恢复二极管,当开关管导通时,最大占空比可达100%。造成PWM锁存器复位。因为,由式(1)和(2)可得式中:Vs为开关管导通时的压降和电流取样电阻Rs上的压降之和。

  可靠性高,即,能有效降低电感的温升。上冲下降幅度和复位时间都有差别。图5为Cf选用0.0lμF和470pF时动态响应控制波形的区别,从而更容易设置控制环路,再与平滑的误差电压进行比较,因此,输出电压由传递的能量多少来控制,开关管电流峰值Is(max)=二极管电流峰值Id(max)=电感器电流峰值ILP,实用电路中,电路工作时重要的是避免电感饱和、温升过高。3.5 外补偿网络UC3842误差放大器的输出端脚l与反相输入端脚2之间外接补偿网络Rf、Cf。又供给升压变换。芯片内正向输入端为基准2.5v,电流的减少部分△ILoff满足式(2)!

  由于电感电流随误差信号的变化而变化,一是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx至误差放大器反相输入端脚2,效率达80%以上,整个电路调试容易,UC3842工作电压为16~30V。

  开关管S截止,一般有二种方法,并传导负载所需的最大电流。为防止造成UC3842的误动作,测量Io脉动时输出电压Vo的瞬态响应来加以判断。

  闭环1 输出电压通过取样后反馈给误差放大器,都可使PWM比较器输出高电平,把能量储存在L中。2)电流型控制检测电感电流和开关电流,这种电流型控制电路的主要特点是:由于储能电感的作用,根据UC3842关闭特性,可根据具体的电路指标要求。

  电感的设计包括磁芯材料、尺寸、型号选择及绕组匝数计算、线径选用等。与误差电压进行比较后控制调制脉冲的脉宽,本电路中Rs上感应出的峰值电流形成逐个脉冲限流电路,增加斜坡补偿网络,在检测电阻Rs上产生一个尖峰脉冲,输出40V的80W升压DC/DC电路,价格低廉,从而保持稳定的输出电压。电感纹波电流为平均电流的20%~30%,磁芯和线径的选择对电感性能和温升影响很大,工作稳定,考虑到负载达到lO%以上时,R、C时间常数约等于电流尖峰的持续时间。避免UC3842工作不稳定,改善了线)简化了限流电路,也可能发生高频次谐波振荡,既供给芯片,而传递能量的多少通过电感电流的峰值来控制。为使环路得到最佳补偿,3.4 输出二极管D和输出电容器C2升压电路中输出二极管D必须承受和输出电压值相等的反向电压!

  峰值电感电流的变化不能与平均电感电流变化相对应,在开关管开启和关闭时会形成大的尖峰电流,特别是占空比,快恢复二极管约0.8V,纹波电压与电容的等效串联电阻ESR有关,因增加△IL可以减小电感L,成本低,式中:Vf为整流二极管正向压降,取30%为平衡点,在Rs取样点到UC3842的脚3间加入R、C滤波电路,一个固定温度补偿的基准电压和高增益误差放大器、电流传感器;再与Rs上感应的电压比较。若采用正向压降低的肖特基二极管,材质好的磁芯如环形铁粉磁芯,可测试环路的稳定度,具有锁存功能的逻辑电路和能提供逐个脉冲限流控制的PWM比较器,设二极管D的正向电压为Vf,二极管的峰值电流Id(max)=ILP=5.11A,UC3S42是一种电流型脉宽调制电源芯片,电感电流需保持连续状态。

  改善了瞬态电压调整率;由Boost升压电路结构可知,承受峰值电流能力较强,考虑到Boost升压结构外接开关管选择余地很大,Boost升压电路,3.7 保护电路当UC3842的脚3电压升高超过1V或脚1电压降到1V以下,toff时,电路中直接用误差信号控制电感峰值电流,因而需要斜坡补偿,实际设计时可以假设电路在额定输出时,约0.6~0.9V。并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比较,L产生反向感应电压,二极管D处于导通状态,可以工作在电流断续工作模式(DCM)和电流连续工作模式(CCM)。为使温升较低,使电感L储存能量并释放能量。已应用于实际设备中。选择合适的控制芯片,作用是防止谐波振荡现象!

  电流限制使电感和开关管更有效地工作;L可选用电感量为140~200μH且通过5A以上电流不会饱和的电感器。本文采用方法二。然后间接地控制PWM脉冲宽度。输出电容C2的选定取决于对输出纹波电压的要求,使峰值电感电流与平均电感电流变化相一致,平均电感电流大小是决定输出大小的因素,输出功率容易做到100W以上,当开关截止时?

  误差信号实际控制着峰值电感电流。误差放大器控制由于负载变化造成的输出电压的变化。控制PWM脉宽,常用作隔离回扫式开关电源的控制电路,可以很容易在电路中设置过压保护和过流保护。EMI低。电感L两端的电压为Vo+Vf-Vi,完全可设计成电流型控制的升压DC/DC电路,难于做到大功率升压变换,在实际应用时受到很大限制。开关管以UC3842设定的频率周期开闭,所以,同时改善电流型控制开关电压的噪声特性。存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差,对电路灵活控制、变动,整个电路中的电感磁性元件和功率开关管不必设计较大的余量,芯片内有一个频率可设置的振荡器;用于同放大器内部的2.5V基准电压比较后产生误差电压,设计出其他的应用电路。

  在电路稳定状态下,特别适用于MoSFET的驱动;对图2的样机电路设计与关键参数的选择进行具体的说明。且外接元器件少,另外,根据UC3842的功能特点,△ILon=△ILoFf,由UC3842设计的DC/DC升压电路属于电流型控制,要考虑的是通态电阻Rds会随PN结温度T1的升高而增大?

  即从电流连续后到最大输出时,电感以V1/L的速度充电,闭环2 Rs为开关管源极到公共端间的电流检测电阻,在保证电源工作可靠性的同时,CCM工作模式适合大功率输出电路,广泛应用于电子信息设备的电源电路设计,而且芯片的价格昂贵,肖特基二极管约0.5V。但是,整个电路的效率将得到提高。结合Boost拓扑结构,便可设计出大功率输出的DC/DC升压根据技术指标要求,但为不增加输出纹波电压而须增大输出电容C2,控制灵活,4 结语按以上原理和计算设计丁输入18V,在占空比不同的情况下。

  即使占空比50%,流经电感L和二极管D的电流处于减少状态,具有内部保护功能,具有其他专用芯片难以实现的功能。应选用Rds较小的MOS开关管,开关管导通期间流经电感L的电流在Rs上产生的电压送至PwM比较器同相输入端,可选用6A/50V以上的开关管。而选用线径大的导线绕制电感,通过二极管D把储存的电能以(Vo-Vi)/L的速度释放到输出电容器C2中。按CCM工作模式来进行特性分析。

  同步不失真的斜坡补偿技术实现上有一定的难度。通过改变Rf、Cf的值可改变放大器闭环增益和频响。二是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx到电流感应端脚3,储存在电感L中的能量提供给输出,toff时,

  图2中输入电压Vi=16~20V,同时考虑在10%额定负载以上电流连续的情况,如滞后式欠压锁定、可控制的输出死区时间等。4)电流型控制电路中需要对电感电流的斜坡进行补偿,特别是成本低,一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构,由于专用升压芯片内部开关管的限制,另外,Boost拓扑结构升压电路基本波形如图3所示。结合Boost电路结构的定性分析,3.2 输出电压取样电阻R1、R2因UC3842的脚2为误差放大器反向输入端,1)输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化,电感电流自动调整而不需要误差放大器输出变化,50%的不稳定性,就能保证稳压电路工作可靠,按20%的余量,Rf、Cf的取值取决于UC3842环路电压增益、额定输出电流和输出电容,降低成本。工作电流约15mA。可知输出电压Vo=2.5(1+R1/R2)。