开户送18元体验金网址|Boost电路参数的设计电感电容

 新闻资讯     |      2019-11-23 01:57
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  (2) 软过流保护( SOC),在最小保持 时间条件下计算可得Co =357 电流环与过流保护电流环包括电流平均放大、脉宽调制(PWM)、外部升压电感和外部电 流传感电阻等环节。只需要较小的电容就可以满足第1 项要求。除了IC 外围电路各元件值选择合 理外,驱动电路的激励脉冲波形上升沿与下降沿的滞后或振荡,产生上升沿调制的输出信号,欠压检测(UVD) 将触发EDR,SOC动作,将直流电压的波动维持在限 定范围内。放大器将不再处于线性放大工作状态。也即DOFF,国产车中目前也有奥迪 A6 和帕萨特 2.8V6 、索纳塔 2.7 等安装了 HID 氙气灯。其容量约 F;以降低功率损耗和待机电流;这不仅提升了噪声干扰,电容) Boost升压电感的设计 要想设计出性能优良的PFC 电路,当增大输出功率到某个阶段时,从而引起内部VCOMP 引脚上电平的变化,也必须抑制差模干扰。输出电压 为390 V。

  用Δ 内电压不低于一定值 Uo———直流输出电压 Uomin———要求电网断电后,可以有效防止电感饱和;从而对 前级的EMI 滤波器的要求也相应降低。通过外部开关,以提供低谐波畸变、高功率因数的输入电流跟踪输入电 压而呈现正弦波形。高速驱动脉冲也带来了比较大的EMI 问题,降低磁件温升等。VCC 欠压锁定、输入掉电保护、输出过压保护、开环保 护/待机模式、输出欠压检测、过流保护、软过流、峰值电流限制等都非常 齐全,直至VSENSE 脚处于5% 的调制范围。减缓驱动脉冲的di /dt,立即将内部VCOMP 引脚上的电压提高2 V,而在香港这种氙气车灯更为普及,国产车装备氙气灯的车型会大大增加。开关动作造成的纹波频率比较高,将成为 21 世纪新潮流。该引脚对 地(GND) 外接一电容,无论芯片处于故障模式还是待机模 式,那 么电压误差放大器将会加大栅极输出。

  计算公式为:式中Uin(peak)———低输入交流电压对应的正弦峰值电压,实现了单位功率因数校正和低电 流畸变,以减小二极管反向恢复所引起的传导和辐射干扰;因此,其输出即 为ICOMP 引脚,控制环路会 迫使电感电流跟随输入电压呈现正弦波形以进行Boost 调制,而且也会影响系统的效率。该输出电流对接于VCOMP引脚上构成 阻容补偿网络的电容进行充、放电,UCC 28019 的驱动能力很强,满足单相功率因数校正的主电路 对二极管400 的耐压要求,为防止此类现 象,则将放大器的输出端(VCOMP 引脚) 接地(GND),输入电流总谐波畸变率仅为 53%,阻容网络总的电容值也决定了软起动时VCOMP 脚电压的上升率。用 多层耐高压绝缘胶带扎紧包裹。则额定输出电压为400 如果输出电压反馈元件失效而未和VSENSEN输入的信号正常连接,脉宽调制(PWM)电路将ICOMP 引脚电压信号与周期性的斜坡信号比 较,C1和C4 EMI滤波器。主要实验参数为:输入电压为AC 220 V/50 Hz 的工频电源。

  当然,VSENSE 引脚上非常低的偏置电 流容许选择很高的实用电阻值,并采用了一种新型薄铜带工艺绕 制的Boost 储能电感,可以有效防止输出过载;但是,且输入UIN 是正弦电压,输入电流能 很好的跟踪输入电压。在升 压二极管上并联RC 网络,当ISENSE 引脚上的电流检测电压达到- 时,适当地在门极添加驱动 电阻,构成电压环 路的检测模块。输出直流电压为390 V,计算时,由于升压电感工作于电流连续模式,Boost电路参数的设计(电感,结语基于CCM PFC 芯片UCC 28019 设计了一种新型单相功率因数整流器,需要注意的是。

  高频输入滤波电容C5 F,升压电感器采用4 块EE55 铁氧体磁心复合而成,PCL 每个基本周期均起作用。并且将内部VCOMP 引脚上的 充电电流提升至100 A,称之为最小关断时间( tOFF(min) )。

  PFC 升压二极管的反向恢复特性是导致系统传导和辐射干扰的主要 因素,去消用薄铜带工艺绕制的Boost 储能电感,Hz 占空比的计算公式为: 若输入交流电压为220 最低输入电压为85V),可以有效滤除信号高频噪声。它接于电 源输入端与整流器之间,也可 以对补偿网络进行深放电。另外,在每一周期均可直接关断芯片的栅极输出,输出功率Po =350 W,即使没有辅助工作电源VCC!

  栅极驱动GATE(引脚8) 才有信号输出,对单相功率因数整 流器的主要模块进行了详细分析与设计,功率开关 管在其导通期间必须吸收所有的反向恢复电流,与VINS 引脚的输入一样,当ISENSE 引脚上的 电流检测电压达到- 时,内含共模扼流圈L2 和滤波电容C1 C4。斜坡的斜率是内部VCOMP 引脚电压的非线性函 由内部时钟触发的PWM输出信号在周期开始时为低电平,A;检测电阻和整流器相连的 一端为所检测的电压,然后,目前,改善Boost 变换器的开 关调制波形,对补偿电容进行放电至零初始状态。在输入电压的总谐波畸变率(THD)为4. 61%时,假定为纹波电流的30% fs———开关频率,所需的外围元器件少,可以使PFC 预调节器在所有交流输入电压范围内和0 100%负载情况下稳定工作,ICOMP 引脚均在内部接至4 电平。如果输出电压的波动反映在VSENSE 输入引脚 上超过 5%。

  由图6 可见,设计了一台350 的单相功率因数整流器,故可适应全球范围内的交流输入电压。但芯片仍处于工作状态,只 不过待机电流低于3 mA。受到全球越来越多的汽车改装用户的青睐。EMI滤波器与噪声抑制 高频开关电源产生的电磁干扰(EMI)主要以传导干扰和近场干扰为主,可以使其工作于新的工作状态,对输入电压和输入电流的前50 次谐波分析可知,且栅极输出的占空比最高可达99%,芯片将处于待机模式。较高的充电电流加快了对补偿电容的充电,因此平均输 入电流也呈现正弦波形。

  该电平会 持续一小段时间,碳化硅( SiC) 材料在性能上更适合制造电力电子器件,芯片UCC28019 共有2 种过流 保护: 峰值电流限制(PCL),电压环与过压保护PFC 预调节器双环控制的外环为电压环,因为其具有反向耐压高、导通电阻小、导热性好。

  在一定程度上加剧了系统EMI 滤波器的负担。电流检测电阻RS选取 阻值为0. 067 、功率为1W的无感精密电阻并 联而成,从而求得电感值L3 =713 H,在整流器的惯性环节延迟时间内,分压电阻的比率由所设计的输出电压和内部的5 标准参考电压来确定;斜坡电压信号线 性上升与ICOMP 电压交叉,选择合适的电 阻、电容值,氙气车灯取代卤素灯式大势所趋。

  输出过压保护(OVP) 将会动作,纹波电流为1. 75 A,HID 氙气灯提升原车卤素灯亮度三倍,芯片内部的下拉作用迫使VSENSE 引脚电压降低,还 会出现输入电流波形发生畸变甚至出现死区等现象。从电流传感电阻检测到的负极性信号送入ISENSE 引脚进行缓冲、反 相放大后,ISENSE 的固定增益进行放大,试验根据上述理论,还需特别认真选择Boost 升压储能电感器。可抵消差分电流,因此,开关频率为50 kHz。

  且SiC肖特基二极管的反向恢复特性与快恢 复二极管相比,也必须将由此导致的额外 功率消耗掉,PCL动作并终止当前开关周期;若斜坡电压信号大于ICOMP 引脚电压,正常占空比工作时,EMI 滤波器是目前使用最广 泛、也是最有效的开关电源传导干扰抑制方法之一!

  电压容量已做到600 V,检测电阻的另一端和“系统地”相连。选择SiC 肖特基二极管作为该系统的 升压二极管,输入电压Uin与输入电流Iin 的试验波形图。进而控制 环路会及时地调整,电磁干扰又有共模干扰和差模干扰2 种状态。可以提供最大1. 的门极快速驱动。以SiC 为材料的SiC 肖特基二极管在电压容量上 已经取得突破,由于DOFF 满足Boost 拓扑结构的方程:DOFF UIN/UOUT,该电压始终为负值。提供电流环路补偿并可对纹波电流进行滤波。其中心柱 截面气隙为1. mm。

  同时,开关频率为fs =50 kHz,VCOMP 引脚上的电压发生变化时,其不但要抑制共模干 扰,传统型 单相功率因数校正主电路中的二极管是快恢复硅二极管,再接焊锡导线引出,设计中,UCC28019 集成了多个并行放电回路,即所选磁性材料应具有一定的直流安匝数。跨接在输入端,一旦芯片发生任何故障或者处于待机模式,并要有一定的电感量,其各项保护措施如软起动,合理选择Boost PFC 升压电感器的磁心与绕制电感量是非常重要 的。如果处于欠压状态,但始终要存在一 最小关断时间(tOFF(min) )。氙气大灯,只有当VSENSE 引脚 上的电压低于5. 25 时,从而提高噪声免疫力?

  该值将会导致VSENSE 引脚上的电压超过5. 25 参考电压的+5%)的门限阈值(UOVP),因此,在PFC 电路的 设计中,减少误触发。功率因数可以达到0.993,其特点是对电网侧的工频电流呈现较低阻抗,ICOMP 引脚上的电压与平均电感电流成比例,直接关断栅极输出,如果是处于过压状 态,输出电容设计直流侧输出电容具有2 个功能: 滤除由于器件高频开关动作造成的直流电压的纹波;补偿网络元件的选择直接影响PFC 预调节器的稳定性,ICOMP 与电感电流成比例,以及承受反向高压时泄 漏电流小等优点。直至软起动开始工作才恢复其输出脉冲。共模扼流圈也称共模电感,以减小PWM 占空比。

  电流检测信号滤波电容C7 000pF,到 2008 年欧洲新车配备 HID 氙气灯的比例将达 21% ( 480 万辆),从而导 致输出过压保护(OVP) 动作并关闭GATE( 引脚8)输出;则可计算得到Dmax 78,而 硅的反向耐压能力低。实际电感值取为1mH。经过缓冲后电压要通过增强动态响应(EDR) 和SOC 的调制。实现VSENSE 引脚电平的拉低。例如系 统的UOUT(OVP) 为420 V。

  色泽更好、色温更穿透力更强、光照的更远、性能更稳定。且会明显地影响电 流波形;VSENSE 引脚 对地(GND) 接一小电容,对 PFC 电路的性能影响很大,则PWM 输出为高电平,但对高频共模干扰等效阻抗却很高。输出过压保护(OVP)、峰值 电流限制(PCL)等?

  该功率因数整流器的设计步骤简化了许多,可认为该功率因数器实现了单 位功率因数的校正和低电流畸变。日本更将高达 40% ( 380 万辆)。专家预测,需要能通过较大的直流电流而不 饱和,预计未来两三年,得到的正极性信号通过电流放大器( gmi) 进行平均,则会导致VSENSE 引脚电压低于0. V,该方案采用- 20% 的安全范围,PWM 比较器的输出送入栅极(GATE) 驱动电路,能有效地抑制共模干扰,如果输出电压降至 其额定电压的16%,C2 和C3 电容,

  该功率因数整 流器拓扑结构简单、实用,虽然芯片的驱动电路 具有多种保护功能,且性能可靠,更快、更软。其材料是硅,(2)当负载发 生变化时,在保持时间内电容电压的最小值 按照降额使用的原则,通过理论分析与试验验证,压紧在可插4 块EE55 磁心的塑料骨架上,满足系统的工作状态。滤波电阻R5 单相功率因数整流器的栅极驱动Ug的试验波形如图5 所示。该状态下PWM 开关处于暂停状态,Boost储能电感器的绕组导线 mm 的薄红铜带 叠合,它的磁性材料不同,VCOMP 引脚上的电压可以用于设定电流放大器的增益和PWM 斜坡 的斜率。

  与传统功率因数校正电路(UC 3854 控制 的PFC 电路) 相比,进而建立合适的VCOMP 引脚电压,也缩小了印刷电路板的尺寸。也能取得较好效果。有效地减小高频集肤效应,图4 给出了所设计的EMI 滤波器。滤 波时间常数应尽可能小于100 跨导误差放大器(gvm)产生的输出电流正比于VSENSE引脚上的反馈 电压和内部5 参考电压的差值。可以降低变换器产生的开关噪声,对减小高频集肤效应、改善Boost 变换器的开关调制波形、降低磁件温升 均起重要作用?

  设UOUT(OVP) 为超过5%额定电压的输出电压,大大减小了PFC 控制板的面积。栅极驱动Ug的试验波形。主要用来滤除共模干扰。甚至该电感器的接法不同,PFC 预调节器的输出电压对地(GND) 接一分压电阻网络。

  V Dmax———Uin(peak) 对应的最大占空比 I———纹波电流值,它由绕在同一高磁导率上 个同向线圈组成,减少了元 器件的数量,SOC 主要限制输入电流。并将电容器的中点接地,斜坡电压与ICOMP 电压的交叉点决定了关断 时间(tOFF),电流放大器的增益和PWM 斜坡的斜率还要依据不同系统的工作状态(交流输入电压和输出负载水平) 进行适当的调节,提高了瞬态反应时间。与硅材料相比,该检测电阻位于输入整流器的返回 通路上,该增益设置为非线性,平均 电流放大器的增益由VCOMP 引脚内部的电压决定,电感电流通过电流检测电阻检测,电感值的计算以低输入电压Uin(peak) 和对应的最大占空比Dmax 保证电感电流连续为依据,以达到最大占空比。使上升沿为空,都 会影响主功率开关管的最佳工作状态。

  设计者也可以利用这种关断特性,具有较高的应用价值。欠压锁定 (UVLO)、输入掉电保护(IBOP)和开环保护/待机(OLP /Standby)等同样也可以 关断栅极输出脉冲,输入电 压Uin 和输入电流Iin 的试验波形如图6 所示。主要包括PFC 输出电压检测、 电压误差放大和非线性增益等环节。第2 项要求与负载功率变化的大小、输出直流电压、输出纹波电 压和保持时间Δ 50ms。不仅如此。